當(dāng)今的通信空口標(biāo)準(zhǔn)（例如5G，CDMA，802.11ax，802.16，DOCSIS 3.x，DVB-T2和ATSC 3）結(jié)合了復(fù)雜的通信信號(hào)，例如高階QAM（512,1024）和正交頻分復(fù)用（OFDM），以有效地傳輸信息。即使是衛(wèi)星通信系統(tǒng)，也已經(jīng)從正交相移鍵控（QPSK）信號(hào)變?yōu)橄鄬?duì)復(fù)雜的多級(jí)（或更高階）相移鍵控（8PSK）信號(hào)及其變體。與單個(gè)載波相比，當(dāng)系統(tǒng)采用多個(gè)載波時(shí)，信號(hào)復(fù)雜度增加。
復(fù)雜調(diào)制的信號(hào)可以有效地傳輸信息，但它們通常有較大的隨機(jī)幅度和功率變化。例如，OFDM信號(hào)由數(shù)十到數(shù)百個(gè)載波組成，每個(gè)載波在任何一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)具有不同的相位和幅度（具體取決于它們使用的調(diào)制方法）。由于每個(gè)載波與其他載波同步發(fā)送符號(hào)，因此來(lái)自所有載波的瞬時(shí)信號(hào)功率可以相長(zhǎng)或相消疊加。因此，復(fù)合信號(hào)（例如OFDM信號(hào)）的功率變化很大。描述復(fù)雜信號(hào)的信號(hào)功率變化的常用術(shù)語(yǔ)是峰均功率比（PAPR）。另一個(gè)描述信號(hào)功率變化的常用術(shù)語(yǔ)是波峰因子。復(fù)合信號(hào)難以容忍非線性失真，在通過(guò)通信系統(tǒng)（例如功率放大器，上/下變頻器等）進(jìn)行處理時(shí)不可避免地會(huì)發(fā)生非線性失真。為了使失真最小化，必須在接近線性區(qū)域的地方操作，這意味著設(shè)備必須以較低的平均輸出功率運(yùn)行，以最大程度地減少?gòu)?fù)合信號(hào)峰值處的非線性影響。
為了最大程度地減少這種影響，必須使用可靠的測(cè)量方法來(lái)幫助表征和量化這些非線性因素對(duì)復(fù)合信號(hào)的影響。
復(fù)雜信號(hào)的功率包絡(luò)
圖1.OFDM信號(hào)的時(shí)域圖
由于調(diào)制載波的符號(hào)具有隨機(jī)性，因此復(fù)雜調(diào)制信號(hào)（例如OFDM）的瞬時(shí)功率變化既不是周期性的也不是確定性的。從圖1所示的OFDM信號(hào)的時(shí)域中可以清楚地看出，使用這種方式很難提取信號(hào)的有用信息?？梢钥闯?，信號(hào)峰值功率比平均功率高出幾個(gè)dB，但就峰值出現(xiàn)的頻次而言，就看不出其他信息了。
為了從OFDM信號(hào)中提取更多有用的信息，必須使用統(tǒng)計(jì)描述的方法來(lái)看。統(tǒng)計(jì)描述應(yīng)該是在任何給定功率電平下信號(hào)所花費(fèi)的時(shí)間百分比，這種描述稱(chēng)為互補(bǔ)累積分布函數(shù)（CCDF）曲線，如圖2所示，該圖顯示了信號(hào)相對(duì)于其平均功率處于任何給定功率電平的概率。橫軸是高于平均功率信號(hào)的電平，以dB為單位，縱軸是信號(hào)停留在該信號(hào)電平的時(shí)間百分比。
圖2. 64 QAM和OFDM信號(hào)的模擬CCDF曲線
CCDF曲線還提供了有關(guān)復(fù)調(diào)制信號(hào)的峰均功率比（PAPR）的信息。在圖2中，針對(duì)64QAM信號(hào)（藍(lán)色）的CCDF曲線顯示，在超過(guò)3.6 dB的峰均比之上并沒(méi)有停留的時(shí)間，因此，所示的64 QAM信號(hào)的PAPR為3.6 dB。OFDM信號(hào)（紅色）的CCDF曲線顯示，在9.4 dB以上的峰均比下，它花費(fèi)的時(shí)間少于0.01％。因此，所示的OFDM信號(hào)的PAPR為9.4 dB。通常，OFDM的PAPR是現(xiàn)代通信系統(tǒng)中使用的所有復(fù)雜調(diào)制信號(hào)中最大的，它取決于載波的數(shù)量和這些載波上的調(diào)制類(lèi)型，約為12至16 dB。
測(cè)量非線性
研究射頻系統(tǒng)非線性的一些最常用的測(cè)量方法是：
1、單載波下的1 dB增益壓縮點(diǎn)（P1dB）
2、兩個(gè)臨近載波的二階和三階互調(diào)點(diǎn)（IP2，IP3）
3、高斯噪聲源下的噪聲功率比（NPR）
前兩種方法有嚴(yán)重的局限性。例如，在給定的輸出功率下，它們不能直接量化非線性失真對(duì)任何調(diào)制信號(hào)的影響。其次，它們不適合表征非線性對(duì)復(fù)雜多載波信號(hào)（如OFDM或本質(zhì)上具有統(tǒng)計(jì)功率的高階QAM調(diào)制信號(hào)）的影響。
噪聲功率比方法通過(guò)模擬帶限高斯噪聲信號(hào)的多載波來(lái)克服這些限制， 該方法主要用于測(cè)量頻分多址（FDMA）系統(tǒng)中的非線性失真。在帶限高斯噪聲信號(hào)的中心放置一個(gè)陷波器，并將該信號(hào)施加到被測(cè)設(shè)備的輸入。當(dāng)在設(shè)備的輸出端進(jìn)行測(cè)量時(shí)，由于被測(cè)設(shè)備的非線性而導(dǎo)致的互調(diào)產(chǎn)物會(huì)充滿陷波。陷波之外的噪聲功率與陷波之內(nèi)的噪聲功率之比間接表明了非線性對(duì)多載波信號(hào)的影響。
但是，NPR測(cè)量受到兩個(gè)因素的限制。首先，在帶限高斯信號(hào)本身中心的陷波深度成為測(cè)量極限。其次是陷波可能被測(cè)量設(shè)備（例如頻譜分析儀）生成的互調(diào)產(chǎn)物所填充。頻譜分析儀的混頻器和IF放大器可以生成互調(diào)產(chǎn)物，并添加到陷波內(nèi)。NPR測(cè)量設(shè)置需要昂貴的頻譜分析儀，要在帶限高斯信號(hào)的中心放置高質(zhì)量的陷波，需要使用矢量信號(hào)發(fā)生器，這是另一種非常昂貴的設(shè)備。
MA244xxA峰值功率傳感器
表征器件非線性對(duì)復(fù)雜信號(hào)的影響的另一種方法是，通過(guò)測(cè)量和比較被測(cè)器件（DUT）輸入和輸出處的帶限高斯噪聲信號(hào)功率的CCDF曲線，建立1 dB壓縮點(diǎn)（P1dB）。帶限高斯噪聲信號(hào)具有與復(fù)雜的多載波信號(hào)（例如OFDM或高階QAM）非常相似的特性。帶寬受限的高斯信號(hào)可以簡(jiǎn)單地通過(guò)脈沖調(diào)制，以便于通過(guò)脈沖或峰值功率傳感器（例如安立 MA244xxA峰值功率傳感器）進(jìn)行測(cè)量。這種方法類(lèi)似于在通信系統(tǒng)中使用PAPR信號(hào)建立P1dB點(diǎn)，而不是使用未經(jīng)調(diào)制的載波信號(hào)。
增益壓縮測(cè)試設(shè)置
圖3. 測(cè)試設(shè)置
圖3建議了一種基于CCDF曲線測(cè)量和建立DUT的P1dB點(diǎn)的設(shè)置。脈沖調(diào)制，帶限高斯噪聲源很好地表示了具有復(fù)雜調(diào)制的信號(hào)，例如OFDM?；蛘?，可以用帶寬受限的高斯噪聲源對(duì)載波進(jìn)行AM調(diào)制的微波信號(hào)發(fā)生器（例如Anritsu MG369xC信號(hào)發(fā)生器）是另一個(gè)不錯(cuò)的選擇。Anritsu MG369xC具有內(nèi)置的高斯噪聲源，其帶寬為1MHz，非常便于進(jìn)行此測(cè)量。測(cè)量CCDF曲線，并將其與脈沖/峰值功率傳感器（例如MA244xxA）進(jìn)行比較。MA244xxA USB脈沖/峰值功率傳感器具有一個(gè)GUI，可在PC /筆記本電腦上運(yùn)行，專(zhuān)門(mén)用于測(cè)量CCDF曲線。整個(gè)設(shè)置避免了使用NPR測(cè)量所需的非常昂貴的矢量信號(hào)發(fā)生器或高端的頻譜分析儀。
測(cè)量包括兩個(gè)步驟：
1. 首先，設(shè)定帶限高斯噪聲信號(hào)的輸入功率電平，該信號(hào)位于DUT的線性區(qū)域中的某處。這可以通過(guò)在DUT的輸入和輸出處使用MA244xxA USB峰值/脈沖功率傳感器測(cè)量和比較高斯噪聲信號(hào)的CCDF曲線來(lái)輕松實(shí)現(xiàn)。DUT輸出處的CCDF曲線應(yīng)與輸入處的CCDF曲線基本相同。如果不是，則應(yīng)將高斯噪聲信號(hào)的輸入功率電平降低幾dB，直到兩者變得相同為止。比較兩條CCDF曲線的常用參考點(diǎn)是功率水平，概率為0.01％。
圖4. 線性區(qū)域中的輸入和輸出CCDF
圖4顯示了在DUT的輸入和輸出處由MA244xxA脈沖功率傳感器測(cè)得的CCDF曲線。測(cè)量使用脈沖帶限高斯噪聲源。線性區(qū)域中的初始平均輸入功率電平為-13.2 dBm，而輸出平均功率電平為-1.591 dBm，表明增益為11.6 dB。由兩個(gè)MA244xxA功率傳感器進(jìn)行的統(tǒng)計(jì)測(cè)量顯示，DUT的輸入和輸出處的平均峰值功率電平幾乎高于平均值，概率為0.01％。兩條CCDF曲線幾乎相互重疊，波峰因子幾乎相同。
2. 然后以0.5 dB或1 dB的小增量增加輸入電平，直到輸入和輸出的CCDF曲線中功率電平以0.01％的概率相差1 dB。這是P1 dB增益壓縮點(diǎn)。
圖5. 非線性區(qū)域中的輸入和輸出CCDF
圖5顯示了MA244xxA脈沖功率傳感器在高于P1 dB增益壓縮點(diǎn)的較高輸入功率水平下測(cè)得的CCDF曲線。DUT的平均輸入功率水平已增加到-5.62 dBm，而輸出的平均功率水平為5.36 dBm，表明增益為11 dB。因此，平均功率電平測(cè)量表明增益壓縮為0.6 dB。但是，輸入和輸出處的CCDF曲線現(xiàn)在明顯不同。由兩個(gè)MA244xxA在DUT的輸入和輸出端以0.01％的概率進(jìn)行的高于平均功率電平的統(tǒng)計(jì)測(cè)量，現(xiàn)在相差2.1 dB（7.4 dB–5.3 dB）DUT已經(jīng)壓縮了峰值，遠(yuǎn)超過(guò)平均功率水平。
結(jié)論
與傳統(tǒng)的方法相比，CCDF曲線測(cè)量P1 dB壓縮點(diǎn)的方法具有顯著優(yōu)勢(shì)：
CCDF測(cè)量方法使用的信號(hào)具有與當(dāng)今通信系統(tǒng)中使用的信號(hào)相似的特征。相比之下，傳統(tǒng)方法使用的是單音和雙音信號(hào)，這不能很好地表示具有復(fù)雜調(diào)制的信號(hào)（例如OFDM）。
CCDF方法利用低成本噪聲源和寬帶USB峰值功率傳感器。其他傳統(tǒng)方法的測(cè)量設(shè)置需要昂貴的頻譜分析儀或矢量信號(hào)發(fā)生器，其價(jià)格可能是USB傳感器價(jià)格的許多倍。
USB功率傳感器在功率測(cè)量方面比頻譜分析儀更為精確。
總而言之，CCDF方法使用與當(dāng)今通信系統(tǒng)中使用的相似的信號(hào)提供了更準(zhǔn)確的測(cè)量，而且成本更低。
